Sujet : F6ITV JJ6 - ANTENNE DIRECTIONNELLE 14, 18, 21, 24, 28, 50 MHz
Une antenne directionnelle rotative couvrant les bandes 14, 18, 21, 24 et 28MHz, simple, peu encombrante, légère, économique, est-ce un projet réalisable par l'amateur. ?
Ces critères m'ont conduit à éliminer les antennes bidirectionnelles et tout ce qui est log-périodique ou Yagi multiéléments à trappes. Que reste-t-il ?
Optimiste et persévérant de nature, je pense qu'il existe au moins une solution au problème, celle que je propose ici n'a pas vocation à rivaliser avec les récentes réalisations professionnelles mais elle a néanmoins des performances intéressantes tout en étant mécaniquement à la portée d'un radio amateur motivé.
HISTOIRE DU PROJET
Il y a plus de 10 ans mon attention avait été attirée, par plusieurs articles parus dans le magazine MEGAHERTZ (n° 82, 87 et 88) l'auteur en était Dick Bird, G4ZU / F6IDC et la traduction de F3TZ. Dick y décrivait une de ses nombreuses expérimentations en matière d'antennes, il s'agissait d'un modèle 2-éléments utilisant le principe du couplage critique qui procurerait un gain légèrement inférieur à une Yagi 3-éléments et avec un rapport A/R nettement supérieur à celui d'une Yagi 2-éléments.
Suite à l'arrivée de nouveaux outils pour radioamateurs (internet, modélisation) cette idée, longtemps restée en sommeil, s'est réveillée. Le but n'est pas de faire une analyse mathématique du couplage critique, mais plutôt d'en comprendre le principe et ensuite d'effectuer quelques tests sur le terrain. Je me suis donc mis à la recherche d'informations sur le couplage critique. Le site web de L.B. Cebik W4RNL (http://www.cebik.com), très connu pour ses travaux de modélisation d'antennes, m'a apporté quelques éléments de réponses. W4RNL y indique qu'il faut remonter aux années 50 avec les expérimentations de X. Carton, VK2ABQ puis de L. Moxon, G6XN. La figure 1 montre de façon très schématique la géométrie de ces antennes J'y ai ajouté, selon le même principe, la modélisation de W4RNL et la version de G4ZU
Figure 1
W4RNL explique qualitativement que le "Carton square" et le "Moxon rectangle" exploite un couplage particulier entre les deux éléments, ce couplage est double, un de type parasite comme dans les Yagui et un de type proximité par les extrémités des éléments. Le résultat, d'après les auteurs, est le forçage dans l'élément non alimenté d'un courant dont l'amplitude et la phase lui confère une caractéristique de réflecteur.
Note
- la VK2ABQ a la forme d'un carré
- la G6XN a la forme d'un rectangle, ce qui améliore le gain d'après l'auteur
- la W4RNL est aussi un rectangle mais les éléments ont des dimensions différentes, elle améliore les précédentes
- la G4ZU a la forme d'un triangle et le fait d'avoir un réflecteur en V apporte une amélioration supplémentaire du gain d'après l'auteur
La figure 2 permet de comparer le diagramme de rayonnement obtenu par couplage critique avec celui typique d'une 2-éléments Yagi. L'antenne à couplage critique a un diagramme de forme cardioïde qui est très calme à l'arrière et celui de la Yagi a un creux très prononcé sur les côtés. On peut en déduire que les deux présentent des avantages et des inconvénients selon la direction des signaux indésirables. G4ZU a baptisée son antenne JUNGLE JOB. Quand à W4RNL qui a modélisé une version 3-éléments, il l'appelle tout simplement Bird yagi et il la compare avec une 2 et 3-éléments Yagui.
Figure 2
A part les performances électriques, la G4ZU présente aussi des avantages géométriques qui facilitent sa réalisation mécanique. En effet, si le radiateur est rigide (tubes d'aluminium), le réflecteur peut être réalisé en fil électrique souple et raccordé au radiateur par du fil nylon. Le sommet du V n'est distant que de 0.2 lambda du radiateur ce qui donne sur 14MHz un boom de seulement 4 m et en version monobande elle peut facilement être alimentée par un coaxial 50ohms, voir JJ6, figure 2.
Devant une situation aussi idyllique, il doit bien y avoir un inconvénien, me direz vous ? En effet, en version 5 ou 6 bandes, l'utilisation d'un dipôle à trappes conduirait à avoir des pertes excessives dans les trappes et des bande-passantes trop réduites. Le plus simple est de s'orienter vers un radiateur de type LEVY alimenté par une ligne bifilaire et une boîte d'accord à sortie symétrique sera indispensable.
Pardon pour le choc causé aux partisans du tout automatique. Toutefois l'absence de trappes, souvent contestées car sources de pertes, et un accord parfait lui donne un peu plus d'intérêt.
ESSAIS PRÉLIMINAIRES
A ce stade, je cherchais simplement à vérifier l'existence, d'un rapport A/R important (20dB au moins), d'une impédance de résonance adaptée à un coaxial 50ohms (ROS proche de 1:1) et d'une bande passante large. Pour cela j'ai réalisé une version 10m placée à 5 m de hauteur qui m'a donné tout de suite entièrement satisfaction.
Cela m'a incité à tenter une version 5 bandes (14 à 28) utilisant 5 réflecteurs filaires, un radiateur rigide de 2x5m (idéal pour 20m) alimenté par du twin-lead 300ohms. En matière de rapport A/R et en tenant compte que lors de ces essais l'antenne n'était qu'à une hauteur de 5 m, le résultat semblait satisfaisant sur 14 et 18MHz (environ 15dB) mais il se dégradait sérieusement sur de 21MHz et au dessus.
MODÉLISATION
Un peu déçu mais curieux de comprendre ce qui se passait, j'ai décidé de me procurer un logiciel de modélisation d'antennes. J'ai opté pour NEC4WIN95 (v2.4 rev.5) de M. Boukri VE2GMI qui est une version Windows 95/98/NT de MININEC. Il m'a permis de visualiser qu'un radiateur de 10m de longueur ne convenait pas pour avoir un diagramme de rayonnement correct sur 21MHz et au dessus. Par contre une longueur intermédiaire permettait d'obtenir un diagramme convenable sur chaque bande. Tout naturellement j'ai choisi d'optimiser la longueur du radiateur pour le 21MHz, il est donc trop court sur 14 et 18MHz et trop long sur 24 et 28MHz. J'ai ensuite travaillé la forme, la position et la longueur des réflecteurs pour aboutir à des performances satisfaisantes pour une antenne 2-éléments compacte et cela sur les 5 bandes choisies. De plus, comme suggéré par G4ZU, j'ai testé l'effet d'un directeur en V sur 28MHz. Le résultat m'a convaincu car il permet d'améliorer le gain d'environ 1dBi et il a aussi un petit effet positif sur le 24MHz. Mécaniquement il permet d'améliorer sérieusement la rigidité du radiateur et de l'antenne en général. Toujours suggéré par G4ZU et à titre de curiosité, car le 50MHz n'est pas autorisé dans le 31, j'ai testé l'effet d'un réflecteur et d'un directeur sur cette bande. Je n'ai réussi à obtenir quelque chose d'intéressant qu'avec un directeur, il permet d'atteindre un peu plus de 13dBi de gain, mais avec un diagramme arrière qui n'est pas très agréable à voir, je le concède. Mécaniquement il participe aussi à la rigidité de l'ensemble.
Note : J'ai essayé de modéliser un élément radiateur et un élément directeur en V. Je n'ai pas réussi à obtenir un gain satisfaisant, il semble donc que le couplage critique avec son gain et son rapport AV/AR ne puissent s'obtenir qu'avec l'élément parasite fonctionnant en réflecteur. A noter aussi que les éléments parasites directeurs en V ci-dessus donnent un peu plus de gain lorsque leur forme est rectiligne.
NEC4WIN95 est le seul outil qui me permette d'avancer des chiffres qui malgré tout restent théoriques. Il convient de préciser que dans tous les cas ils résultent de compromis personnels. En effet, il est toujours possible d'améliorer le gain au détriment du rapport A/R et inversement. Cela confirme bien ce qui est affirmé dans tous les ouvrages sur les antennes directives. Les diagrammes de rayonnement sont donnés en figure 3.
ALIMENTATION DE L'ANTENNE
NEC4WIN95 donne ci-après l'impédance de l'antenne aux différentes fréquences de travail.
CM March 2000
CM F6ITV_JJ6a NEC4WIN95 File
CM based on G4ZU Jungle Job antenna
CM 6 band version (14 to 50 MHz)
CE
GND Reference
UNITS Meters
Height 10.000
Ground 14 6 (Diel. - Cond. µSiemens)
Boundary Circular
Feeder 450 ohms
At 14.000 Mhz Z = 12.36 - j 346.82 SWR = 58.06
At 14.100 Mhz Z = 15.88 - j 341.09 SWR = 44.63
At 14.200 Mhz Z = 19.55 - j 336.70 SWR = 35.91
At 14.300 Mhz Z = 22.67 - j 333.61 SWR = 30.78
At 14.400 Mhz Z = 24.70 - j 331.33 SWR = 28.11
At 18.000 Mhz Z = 20.21 - j 147.13 SWR = 24.65
At 18.100 Mhz Z = 26.87 - j 142.78 SWR = 18.44
At 18.200 Mhz Z = 32.77 - j 141.12 SWR = 15.09
At 21.000 Mhz Z = 13.68 - j 19.41 SWR = 32.95
At 21.100 Mhz Z = 24.41 - j 1.45 SWR = 18.44 Resonance
At 21.200 Mhz Z = 42.13 + j 6.79 SWR = 10.68 Resonance
At 21.300 Mhz Z = 56.13 + j 5.35 SWR = 8.02 Resonance
At 21.400 Mhz Z = 63.67 + j 1.40 SWR = 7.07 Resonance
At 21.500 Mhz Z = 67.20 - j 1.42 SWR = 6.70 Resonance
At 24.900 Mhz Z = 100.12 + j 157.26 SWR = 5.07
At 25.000 Mhz Z = 111.03 + j 152.73 SWR = 4.55
At 28.000 Mhz Z = 49.47 + j 176.36 SWR = 10.51
At 28.100 Mhz Z = 33.97 + j 200.79 SWR = 15.90
At 28.200 Mhz Z = 36.41 + j 224.58 SWR = 15.45
At 28.300 Mhz Z = 41.52 + j 237.95 SWR = 13.89
At 28.400 Mhz Z = 43.45 + j 247.62 SWR = 13.52
At 28.500 Mhz Z = 43.10 + j 256.93 SWR = 13.87
At 28.600 Mhz Z = 41.51 + j 266.88 SWR = 14.68
At 28.700 Mhz Z = 39.29 + j 277.73 SWR = 15.84
At 28.800 Mhz Z = 36.79 + j 289.51 SWR = 17.32
At 28.900 Mhz Z = 34.24 + j 302.38 SWR = 19.10
At 29.000 Mhz Z = 31.89 + j 316.30 SWR = 21.11
At 29.100 Mhz Z = 29.83 + j 331.37 SWR = 23.29
At 29.200 Mhz Z = 28.29 + j 347.57 SWR = 25.42
At 29.300 Mhz Z = 27.41 + j 364.97 SWR = 27.24
At 29.400 Mhz Z = 27.42 + j 383.61 SWR = 28.36
At 29.500 Mhz Z = 28.53 + j 403.54 SWR = 28.48
At 29.600 Mhz Z = 31.00 + j 424.59 SWR = 27.47
At 29.700 Mhz Z = 35.12 + j 446.71 SWR = 25.48
At 50.000 Mhz Z = 754.75 - j 893.60 SWR = 4.40
At 50.100 Mhz Z = 732.76 - j 925.76 SWR = 4.63
At 50.200 Mhz Z = 703.76 - j 956.61 SWR = 4.89
At 50.300 Mhz Z = 668.30 - j 983.45 SWR = 5.18
At 50.400 Mhz Z = 626.81 - j 1005.51 SWR = 5.51
At 50.500 Mhz Z = 581.88 - j 1020.10 SWR = 5.87
At 50.600 Mhz Z = 534.71 - j 1027.46 SWR = 6.26
At 50.700 Mhz Z = 488.40 - j 1027.10 SWR = 6.66
At 50.800 Mhz Z = 443.75 - j 1020.24 SWR = 7.07
At 50.900 Mhz Z = 402.69 - j 1007.86 SWR = 7.48
At 51.000 Mhz Z = 365.91 - j 991.42 SWR = 7.89
On peut voir la grande disparité des impédances que l'on doit adapter. Il existe sûrement des possibilités pour alimenter l'antenne par un coaxial de 50ohms et de se dispenser de boîte d'accord. Mais, comme le conseille G4ZU, la solution la plus simple donnant un accord parfait avec un minimum de perte est d'alimenter l'antenne avec une ligne bifilaire. On peut ajouter que l'on ne peut pas se permettre de perdre un précieux dB avec cette antenne. Heureux les anciens qui possèdent une boîte d'accord à sortie symétrique car de nos jours la difficulté est de se procurer les CV nécessaires pour éventuellement supporter un peu de puissance. On trouvera de nombreux schémas dans la bibliographie concernée. Voir boîte d'accord à sortie symétrique.
Pour ceux qui disposent d'une boîte d'accord à sortie asymétrique je déconseille fortement l'utilisation d'un balun en sortie de boîte. A l'évidence il fonctionnera en mode fortement désadapté et cela ne se passera pas sans ennuis. En effet, j'ai testé ce type de fonctionnement, appelé « remote balun » par les anglo-saxons, avec une antenne center-fed 2x10 m alimentée par du twin-lead 450ohms et devant travailler de 40 à 10m. Le balun était fait avec du coaxial KX4 bobiné sur un mandrin en PVC et excellent sur charges adaptées dans le domaine de fréquence choisi. Certes je n'ai pas testé toutes les longueurs possibles du couple antenne/ligne, mais il est évident que le balun génère des pertes même si le ROS est égal à 1 :1. Son fonctionnement n'est pas prévu pour les couples impédance/fréquence qu'on lui impose et il peut beaucoup chauffer en fonction de la désadaptation et de la puissance utilisée, ce qui est bien révélateur de pertes non négligeables. De plus, d'après ce que j'ai pu lire par ailleurs, pour un modèle réalisé sur matériau magnétique on peut atteindre la saturation du matériau et dans ce cas générer des harmoniques et des TVI. Un comble ! Si l'on veut bénéficier du gain espéré, je me permet donc d'insister.
Figure 4
Figure 3
Figures 11 et 12